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一种双极化卫星导航抗干扰天线系统及方法与流程

泰然健康网
2025-08-29 03:19

本发明涉及卫星导航领域，具体涉及一种双极化卫星导航抗干扰天线系统及方法。

背景技术：

由于卫星导航的扩频通信体制和超远通信距离的限制，到达地球表面的卫星导航信号强度微弱，淹没在相同带宽的空间热噪声以下，因而其自身的抗干扰能力较弱，易受到其他电磁信号的干扰。例如，我国北斗导航系统的卫星距离地球表面距离超过两万公里，其b1频段信号到达地面时信号相当的微弱，功率最小为-163dbw。而且ca码的伪码序列长度为2046，对一个伪码周期积分可获得的扩频增益仅33db，其自身抗干扰能力有限。对于不具备抗干扰能力的卫星导航接收机，导航频段内的一个功率超过-100dbm的微弱干扰，便足以对导航接收机的工作产生影响。

为对抗干扰，业界提出了自适应阵列天线抗干扰技术，其根据阵列天线接收到信号之间的相位延时关系，自适应调整阵列单元的相位和幅度，对干扰来波方向进行压制，实现抗干扰。由于空域相关性较之时域和频域，能够更有效的识别干扰，尤其是应对故意针对性干扰，自适应阵列天线抗干扰技术已经发展为最有效的抗干扰技术之一。

然而，随着卫星导航技术的快速发展，高精度定位算法在不断提升导航定位的同时，对自适应抗干扰天线也提出了更加严苛的要求。如载波相位差分算法，要求天线接收每颗卫星具有高精度的相位中心，才能够实现载波相位的解算。而传统自适应抗干扰天线阵列的相位中心存在两方面的问题：其一，天线单元本身的相位中心并不聚焦。由于阵列天线单元之间存在互耦现象，以及阵列布局使得反射底板非对称性不可避免，天线单元方向图的全向性因此而恶化，相位中心不能满足精度要求。其二，阵列信号处理对每个天线单元进行调幅调相，自适应抗干扰后合成的天线方向图相位中心会随着加权权值的变化，而在阵列的不同几何位置漂移。

此外，目前已有的自适应抗干扰阵列天线体积较大，成本较高，而业界通常更需要小型化天线，且需要持续降低成本。

因此，如何避免抗干扰天线的相位偏移、提高自适应抗干扰天线的相位中心精度，以及持续缩小天线尺寸，降低成本，这是目前亟需改进的技术难题。

技术实现要素：

本发明为解决上述问题，提出了一种双极化卫星导航抗干扰天线，其特征在于，包括辐射器、信号处理器，其中，辐射器包括多个工作在不同频段的辐射单元(11、12)，每个辐射单元用于接收相应频段的导航信号，所述多个辐射单元由叠层的多个微带贴片构成，多个微带贴片共用一个中心对称轴，每个微带贴片分别接收相应频段的左旋圆极化波和右旋圆极化波，且均采用平衡四点馈电，其中，接收到的左旋圆极化波与右旋圆极化波具有相同的相位中心；信号处理器，利用相同频段的左旋圆极化分量抵消对应的右旋圆极化分量中的干扰部分，形成干扰抵消后右旋圆极化信号。

同时，本发明还提出了一种双极化卫星导航抗干扰信号处理方法，其特征在于，该方法包括：信号接收步骤，通过辐射器接收多个频段的导航信号，辐射器包括多个工作在不同频段的辐射单元(11、12)，每个辐射单元用于接收相应频段的导航信号，所述多个辐射单元由叠层的多个微带贴片构成，多个微带贴片共用一个中心对称轴，每个微带贴片分别接收相应频段的左旋圆极化波和右旋圆极化波，且均采用平衡四点馈电，其中，接收到的左旋圆极化波与右旋圆极化波具有相同的相位中心；干扰抵消步骤，利用相同频段的左旋圆极化分量抵消对应的右旋圆极化分量中的干扰部分，形成干扰抵消后右旋圆极化信号。

本发明创造性的将多个双圆极化天线结构与卫星导航天线中的干扰抵消相结合，一方面，天线采用单口径的轴对称结构，同一天线分别激励左旋圆极化和右旋圆极化，两者具有相同的相位中心点，同时馈电方式采用平衡馈电方式，因而对两者进行调幅调相加权，不会引起合成天线方向图相位中心的漂移，避免了传统阵列天线反射底板不对称引起的相位中心漂移问题，由此满足在高精度导航定位中的抗干扰要求。另一方面，本发明抗干扰天线在极化域对导航频段内的压制式干扰进行抑制，通过调整接收到的左旋分量幅度和相位，与右旋分量内的干扰进行对消，提升了信号抗干扰能力，减小了天线体积，同时也降低了成本。

附图说明

图1是本发明抗干扰天线系统组成示意图；

图2是本发明天线辐射器示意图；

图3是本发明天线辐射器分解图；

图4是本发明辐射单元馈电方式示意图；

图5是本发明合路电桥示意图；

图6是本发明信号处理器功能示意图意图；

图7是本发明自适应抗干扰器示意图；

图8是本发明smi算法干扰抵消示意图；

图9是本发明lms算法干扰抵消示意图；

图10是本发明抗干扰天线系统仿真数据；

图11是本发明抗干扰天线系统测试数据；

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好的理解本发明，下面结合附图对本发明进行详细说明。

附图1是本发明抗干扰天线系统组成示意图，该天线系统包括辐射器、合路电桥、低噪声放大器(简称低噪放)、相干接收通道、信号处理器、上变频电路、开关、合路器，合路器输出的信号接入导航接收机。该天线系统能够同时接收和处理两个及以上频段的信号，最终将多路频段的信号合成后输出。以下将详细介绍天线系统的各个部件及信号处理过程。

辐射器用于接收电磁信号，将其转化为电信号。本发明的辐射器优选包括两个辐射单元11和辐射单元12，辐射单元11和辐射单元12分别覆盖不同的频段，例如，辐射单元11的工作频率可覆盖1558mhz-1608mhz，覆盖bds-b1频段、gpl-l1频段和glonass-l1频段(简称ggb1频段)；辐射单元12的工作频率可覆盖1206mhz-1280mhz，覆盖bds-b2b3频段、glonass-l2频段和gps-l2频段(简称ggb2频段)。

两个辐射单元优选采用左右旋双圆极化辐射结构，辐射器的整体结构如图2所示，其分解图如图3所示，可以看出，该辐射器为双层微带贴片叠层结构，上层贴片111和下层贴片112馈电方式均为平衡四点同轴馈电。上层贴片111优选可作为辐射单元11，覆盖ggb1频段；下层贴片121可作为辐射单元12，覆盖ggb2频段。两个辐射单元均满足几何中心轴对称结构，且两个辐射单元的几何中心轴重合，在几何中心轴部分设置共用的短路销钉113，将上层贴片111和下层贴片121接地。上层贴片111具有四个馈电针114，下层贴片121具有四个馈电针123，其均围绕短路销钉113对称分布，且各相邻馈电针角度间隔90度。

其中，上层贴片111和下层贴片121除了采用图2所示圆形微带贴片结构外，还可采用方形微带贴片或六角形微带贴片等结构。

需要指出的是，本发明通过增加叠层的微带贴片数量，进而增加辐射单元的数量，还可以扩展天线系统的使用频段，当然，其他相关部件也需要相应设置或调整。

由于本发明每个辐射单元的右旋圆极化波和左旋圆极化波均源于同一辐射贴片结构，相比于其他类型的阵列天线，本发明天线所接收到的右旋圆极化波和左旋圆极化波具有相同的相位中心，因而本发明的天线辐射单元具有高精度的相位中心，不会产生相位漂移问题，这使得本发明的抗干扰天线能够应用于实时载波相位差分的高精度卫星导航定位(rtk)，支持多频点信号接收，适合多模接收机。

辐射单元的馈电结构如图4所示，其中图4(a)对应方形微带贴片构成的辐射单元，图4(b)对应圆形微带贴片，图4(c)六角形微带贴片。每层微带贴片的馈电点即馈电针在贴片上对应的连接点，四个馈电点的位置以90度间隔，按照微带几何中心的轴对称分布，对于方形微带贴片、圆形微带贴片和六角形微带贴片均采用这种平衡馈电方式。

由于本发明的双圆极化天线采用单口径天线结构，且上下两层微带天线同轴叠加形成，这使得在同一空间形成了两个不同频带的信号接收，进一步提高了天线整体的集成度，大大节省了天线的尺寸。此外，由于双极化天线的相位中心更加精确，避免了相位漂移问题，因而也提高了精度，降低了天线成本，还适合安装于环境受限的应用场景。

本发明合路电桥如图5所示，对工作在ggb1频段的合路电桥21，其将辐射单元11的四个馈电点上接收到的信号s11、s12、s13、s14分别按照90度相位步进和-90度相位步进进行合成，进而输出右旋圆极化波信号s21和左旋圆极化波信号s22。其中，卫星导航系统的有用接收信号均为右旋圆极化波，左旋圆极化波可以作为参考信号进行干扰抵消，即利用在极化域中信号和干扰的差异，对干扰实现等幅反相抵消，实现在极化域中对干扰实时抑制。对工作在ggb2频段的合路电桥22，其工作方式是一致的，不再赘述。其中90度电桥和180度电桥可以用微带电路实现，亦可采用集成电桥芯片实现。

合成电桥输出的信号接着要进行低噪声放大，即分别通过低噪放31、32、33、34分别处理，之后分别送至相干接收通道41、42、43、44。相干接收通道主要执行下变频处理，即将信号的中心频率转换为中频频率，以便于进行adc采样处理。其中同一频段的右旋信号和左旋信号的下变频采用同一本振源。

相干接收通道的输出信号s41、s42、s43、s44送至信号处理器50，信号处理器50主要实现干扰抵消，即利用ggb1频段的左旋圆极化分量抵消ggb1频段右旋圆极化分量中的干扰部分，利用ggb2频段的左旋圆极化分量抵消ggb2频段右旋圆极化分量中的干扰部分。从功能上来说，信号处理器50可以分为处理单元51和52，分别实现ggb1和ggb2频段的干扰抵消，即处理单元51实现利用s42来抵消s41中的干扰分量。从实现方式上，处理单元51和52可以共用一个fpga实现，也可以由两个fpga实现。

从功能上来说，处理单元51(处理单元52与51类似)包含模数转换器(adc)、双路数模转换器(dac)、自适应抗干扰器以及必要的电源转换芯片。抗干扰器可由field－programmablegatearray(fpga)实现。电源转换芯片为整个处理单元提供所需要的直流工作电压；模数转换器adc将相关接收通道的输出模拟信号转换为数字信号；fpga芯片内实现自适应抗干扰算法，按照最小功率无畸变响应准则计算最优加权系数，从而达到抑制干扰的效果；数模转换器dac将干扰抑制后的信号转换为中频模拟信号。

处理单元51和52的抗干扰器为自适应抗干扰器，其实现原理图如图7所示，左旋信号经过多个延时、加权后与右旋信号进行合成，实现干扰分量的相互抵消，达到抗干扰的效果。其中抗干扰处理器的核心在于如何求解左旋信号最优的加权系数，本发明优选采用采样矩阵求逆smi算法或最小均方lms算法实现。

采样矩阵求逆算法(samplematrixinvert：smi)是实现自适应滤波最为常用的一种算法，其求解基于最小功率无畸变响应准则的空时自适应滤波器加权系数，如图8所示。根据上述空时模型，阵列空间谱矩阵可表示为：

根据最小均方误差准则，误差信号可以表示如式(2)：

其中向量为左旋分量的加权系数，可表示为式(3)：

上式两边取模平方的数学期望：

令则公式(4)可表示为：

求解均方误差的最小值。上式(5)对w求导，并令其为零：

可以得到：

矩阵形式的维纳-霍夫方程最优权值如式(8)：

选择合适的参考信号，使得干扰和噪声信号均与参考信号不相关，仅与期望信号相关：

则

当采样样本数足够多的时候，空间谱矩阵的最大似然估计与采样协相关矩阵一致。采样矩阵求逆算法可将采样协相关矩阵rx代替波束形成器中的空间谱矩阵sx，直接求解采样协相关矩阵的逆矩阵，根据式(10)计算滤波器权系数。smi算法原理如图9所示。

此外，自适应滤波权值求解亦可采用lms或rls算法替代smi算法。

基于lms迭代算法的空时滤波结构，利用迭代算法可以达到与smi算法相同的权值求解目的。lms迭代算法实现框图如图9所示。

基于lms算法的空时滤波器实现步骤如下所示:

1)算法初始化设置：

2)依据式(12)，计算误差信号：

ε(n)＝d(n)-y(n)＝-y(n)(12)

3)对误差信号求共轭，并根据式(13)计算每路的权值增量：

4)依据式(14)，对输入信号进行滤波：

5)重复步骤2～4，进行循环迭代。

式中权值增量采用瞬时值作为估计值。由于瞬时值受到噪声影响较大，其会导致稳态收敛状态下，权值的波动受到噪声影响较大。此处亦可通过多点平均的方法，对权值增量进行平滑处理，如式(15)所示。

同样，权值增量也可以用指数加权进行平均处理，如式(16)所示：

根据极化理论，任意极化电磁波均可表示为两个正交线极化的线性组合或者两个正交圆极化的线性组合。对于任意极化的电磁信号均可表示为如下矢量:

定义β为极化角；极化角β为45度时表征信号为右旋圆极化；极化角β为-45度时表征信号为左旋圆极化；极化角β为0度表征信号为垂直线极化；极化角β为90度时表征信号为水平线极化。

双极化天线能够同时激励正交的两种极化，定义主极化角为β0，相应的辅助极化角为β0-π/2。定义卫星信号的极化角为βs，干扰的极化角为βi。通信通带内的干扰噪声功率比为inr，信干噪比为sinr，定义如下式。其中ps、pi、pn分别为信号功率、干扰功率和噪声功率。

依据最大信噪比准则，极化调零处理所获得的信干噪比增益为：

一般情况，接收天线与接收信号的极化相匹配，即β0＝βs，故上式可以简化为：

上述smi和lms算法是优选的实施方式，本发明还可采用其他方式实现，在此不再一一列举。

经过干扰抵消后，信号处理器将干扰抵消后的ggb1的中频信号s51输入上变频61，将干扰抵消后的ggb2的中频信号s52输入上变频62，上变频61、62对上述信号进行低通滤波以及上变频调制，将其恢复至原载波频率。上变频的本振源与相干接收通道的本振源为同一本振源，以保证接收和输出信号载波频率完全一致。

随后，上变频61、62分别将信号输入至开关71和72。同时，开关71、72的另一路信号来自经过低噪放31、34的右旋圆极化波s31、s34，开关71、72对输入的两路信号根据用户需要或系统操作进行选择输出，即可以选择进行干扰抵消后的信号进行输出，也可以选择未进行干扰抵消的信号进行输出。

开关71和72的输出信号s71、s72输入合路器81，81将ggb1、ggb2两个频段的信号s71、s72进行合成，最终输出合成后的信号s81，送至导航接收机。

此外，本发明还公开了一种双极化卫星导航信号的抗干扰处理方法，其包括以下步骤：

信号接收步骤，通过辐射器接收多个频段的导航信号，辐射器包括多个工作在不同频段的辐射单元(11、12)，每个辐射单元用于接收相应频段的导航信号，所述多个辐射单元由叠层的多个微带贴片构成，多个微带贴片共用一个中心对称轴，每个微带贴片分别接收相应频段的左旋圆极化波和右旋圆极化波，且均采用平衡四点馈电，其中，接收到的左旋圆极化波与右旋圆极化波具有相同的相位中心；

信号组合步骤，将信号接收步骤产生的每个频段的四路信号合成为相应频段的左旋圆极化信号和右旋圆极化信号；

信号放大步骤，将信号组合步骤输出的相应左旋圆极化信号和右旋圆极化信号进行低噪声放大；

相干接收步骤，将信号放大步骤输出的相应信号进行下变频，生成中频信号，并用作干扰抵消步骤的输入信号；

干扰抵消步骤，利用相同频段的左旋圆极化分量抵消对应的右旋圆极化分量中的干扰部分，形成干扰抵消后右旋圆极化信号。

上变频步骤，将干扰抵消后的右旋圆极化信号进行上变频；

信号合成步骤，将上变频后的多个频段的信号进行合成，并输出至导航接收机。

另外，在上变频步骤和信号合成步骤之间，还包括：

开关选择步骤，设置多个开关(71、72)，每个开关的一个输入端连接相应上变频器步骤的输出，另一个输入端连接相应频段信号放大步骤输出的未经干扰抵消的右旋圆极化信号，将两个信号进行选择后输出。

图10给出了在不同极化角干扰，以及不同干扰功率的情况下，对接收信号信干噪比提升的仿真效果。

当干扰极化为右旋圆极化时，极化角为+45度，此时干扰和信号的极化角相同。主天线和辅助天线无法辨识信号和干扰，对应的信干扰噪比增益为0db。

当干扰极化为左旋圆极化时，极化角为-45度，此时干扰无法进入主天线。因此主天线接收信号中的干扰分量很弱，信号的信干噪比本身较强，信干噪比增益亦很小。

当干扰极化为线极化波时，对应极化角为0度和±90度，信干噪比增益达到最大。

图11给出了极化域抗干扰试验测试数据，图中横坐标为到被测天线口面位置的干扰功率，纵坐标为解调后卫星信号的载噪比。当卫星信号载噪比低于30db/hz时，将无法正常解调。图中分别给出三种不同极化干扰的抗干扰效果，以及普通导航天线在干扰场景下的卫星解调情况。其中星、圆、十字分别对应的极化域抗干扰多频导航天线应对左旋圆极化干扰、线极化干扰和右旋圆极化干扰；菱形对应普通导航天线应对线极化干扰的情况。

由上图可以看出，本发明在极化域抗干扰天线应对线极化波干扰，提升了导航接收机30db的抗干扰能力；应对左旋圆极化波干扰，提升了导航接收机40db的抗干扰能力。